两级式单相逆变器架构单相系统的瞬时输出功率不是恒定的，它在一个直流分量的基础上叠加了一个2倍系统频率2/ac的交流分量。不考虑逆变器功率转换时效率损失，带单相逆变器负载的直直变换器输入功率中含有较大的低频脉动分量，不同于传统带阻性负载的直直变换器在闭环工作时呈现的恒功率特性。对于该脉动功率，通过对变换器控制，理论上有3种处理方式：1）将该脉动功率转移至第三方储能装置；2）容许该脉动功率以脉动电流的形式出现在输入端（由输入端电源提供）；3）容许该脉动功率出现在中间母线（由变换器自身感容储能元件平衡）。
处理该功率脉动一系列较好的解决方案，多属于处理方式1），但该方式往往使系统呈现多端口特性，电路本身及控制方式均较复杂。从处理方式2）的角度出发，提出直流有源滤波器方案，传统Buck类变换器及电池特性未知情况而言，并不是一个通用解决方案。处理方式3）的典型解决方案可归纳为无源及有源两类，借助较大的电解电容来平滑母线电压波动，并减小该纹波电流值，但这将使得系统体积和重量很难减小。
加入额外电感，系统体积和重量仍无法进一步减小。从控制角度对输入电流低频脉动问题作了详尽分析，基于直直变换器线性交流小信号模型研究了纹波的产生及传递机理，并提出相应主动纹波抑制策略（实质是平均电流控制），在不改变主电路的同时有效平衡了功率脉动，是比较好的选择。但该线性交流小信号模型建立在变换器为理想直流变压器的前提下，即带宽无限。
而该主动纹波抑制方案的效果却依赖于变换器的不同控制带宽设计，具体可按自控原理中梅森公式推导获得。
为输出电压米样系数；G办）为外环补偿器增益；Fm（s）为脉宽调制（pulsewidthmodulation，PWM）调制增益；Gid（s）为输入电流对占空比的传递函数；Gd（s）为输出电压对占空比的传递函数；i（s）为电流采样系数；Gi（s）为内环补偿器增益；GiLd（S）为电感电流对占空比的传递函数；G（s）为电感电流对输出电流的传递函数。
由以上分析可知，前级直直变换器滤波电感设计已不同于传统带阻性负载的直直变换器的电感器设计，后者的扰动信号频率通常为开关频率，配置ic滤波器谐振频率/.适当低于开关频率/s即可，因而通常按电感电流若干分之一连续初选电感值可以获得相对较小的体积和重量与较好的滤波效果。带单相逆变器负载的直直变换器输出滤波器处理的扰动信号不仅有开关纹波，还含有2/ac=800Hz低频纹波，为了抑制低频扰动纹波，需要配置iC滤波器的谐振频率远低于800Hz，可以选取/.=24/5作为设计初始值，再折衷考虑体积和重量与4⑷的滤波效果。
2.2平均电流控制策略电流型控制引入电流作为控制对象，理论上可以实现对电流控制。本文引入平均电流控制模式，采样电感电流作为内环控制对象。（b）比较了Buck变换器在开环控制、单电压环控制、平均电流控制情况下4（4的幅频特性曲线。由可知，在100Hz处，来自负载电流的扰动信号不能为开环及单电压环策略所抑制，但可以通过平均电流控制实现有效抑制。其在100Hz处提供了-10dB的衰减，足以抑制来自负载侧的扰动纹波。
考虑纹波抑制的需要，系统主电路及调节器设计准则需要作如下适当改进（本文采用的是典型Venable2型单零点双极点补偿网络作为外环及内环电流环控制器，其他补偿网络亦可）：直直变换器外环及内环止频率要求错开，否则环路间相互作用有可能导致变换器不能正常工作。此时进一步要求两者以100Hz为中心，相差至少10倍频，以满足⑷在中频段100Hz处的衰减效果。
外环截止频率/希望尽可能低。
电流环截止频率/在确保稳定性前提下通常愈高愈好，以改善变换器动态性能。其远高于100Hz扰动信号频率，能够提供中频段足够的衰减。
按如上所述设计准则，设计外环截止频率为/c=6Hz，电流内环截止频率/cl=2kHz，相位裕度均为40.左右，同时（s）在中频段100Hz处足够的衰减。需要指出的是，此时外环截止频率较低，使得变换器类似于功率因数校正控制器，稳定性较好，但动态性能较慢。由于两级式逆变器动态性能主要由后级逆变器决定，因此该设计并不影响系统稳定性、稳态及动态性能。但在突加负载时，由于前级变换器动态响应较慢，有可能导致母线电压瞬时跌落较多，若干个工频周期后级正弦波电压出现削顶现象，其后恢复正常。
40dB/10倍频斜率下降，直至外环补偿器零点位置；100Hz所在中频段处4（s）幅频曲线持续平直，直至电流环截止频率/ci=2kHz为止。因此，对于给定前端变换器，有以确定外环截止频率允许最大值/co，max：此时外环截止频率要求小于/co，max=17.8Hz，以确保足够的增益衰减。
3仿真及（图中给出的是直直变换器半周工作电感电流，与另一半电感电流共同组合为恒定直流电流）。此时电流环截止频率/ci被推高至6kHz以获得更好的动态性能，远高于2倍输出电压频率100Hz，且外环截止频率/ra为6Hz.此时有4（-2兀-100）=-10dB，提供了足够的电流增益衰减以抑制来自输出侧的电流脉动影响。由0可知，输入电流基本平直，低频纹波分量<2%，可以实现恒功率输入。
1400Hz逆变器样机测试波形好地被抑制到5%以下，满足规格书中输入电流15%低频纹波限制要求。
电压型控制为验证该方法的普适性，该分析方法及控制方案在一台600VA 28V输入115V/400Hz两级式单相航空静止变流器工程样机上进行验证，该样机前级为推挽正激直直变换器，后级为三态滞环电流控制全桥逆变器，中间母线电压。=180V（主电路及控制参数未知）。测试结果如1所示，可知改进前输入电流中800Hz的25%低频纹波分量能够很4结论揭示了在两级式单相逆变器输入电流纹波抑制方面，平均电流控制要优于开环及电压型控制。
建立直直变换器电流反向增益模型d办），并基于其给出前级平均电流控制直直变换器主电路及控制电路设计准则外环截止频率/尽可能低；电流环截止频率兄远高于两倍输出电压扰动信号频率，以提供⑷中频段足够的衰减。
能够实现两级式单相逆变器恒功率工作。
致谢航空航天大学硕士研究生李姣丽和邓翔高级工程师帮助下完成，本文作者一并表示诚感谢！
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